用於生醫訊號擷取之可程式頻寬帶通濾波器晶片設計

如下圖 3- 9為參考的交流電流產生電路，ㄧ開始阻抗訊號在頻譜上的位置可透過電路中的時脈調整。

配合低雜訊前端放大器使用的截波技術，則不需要再給予額外的訊號產生交流 ... 用於生醫訊號擷取之可程式頻寬帶通濾波器晶片設計搜尋這個協作平台 總規劃生醫訊號/微控制器商用類比前端模組1:儀錶放大模組2:帶通濾波模組3:類比數位轉換模組整合晶片HSICLab 作者:歐立緯 研究摘要1.研究動機2.生醫濾波器之基礎知識3.濾波器實做範例4.LNA放大器實現5.未來展望6.結論與未來工作7.參考文獻8.附錄協作平台地圖最新協作平台活動 3.濾波器實做範例 3.1用於腦電波偵測之前端電路[2] 圖3-1為處理低雜訊生醫訊號前端電路，腦波訊號其振福為1μV~150μV，應用於診斷用途的訊號其所需觀察的頻寬約為0.3~150Hz診斷用途的心電訊號其振福為500μV~1mV，頻寬約為0.5~250Hz。

因此，放大器的增益與頻寬規格依照擷取的訊號不同，在避免輸出飽和的前提下必須調整至適當的放大倍率以及頻寬範圍，而在訊號頻寬範圍內書出端的等效雜訊必須小於目標訊號的最低振福。

而量測腦波訊號其生醫訊號前端電路以100dB~110dB以上的共模互斥比為佳，心電訊號則至少要80dB。

而表3-1為此研究針對生醫訊號前端電路中的濾波器做設計分析結果。

[2] 圖 3-1低雜訊生醫訊號前端電路[2] 表 3-1Gm-C濾波器規格[2] Gm-CLow-Pass Filter Supplyvoltage(V) 1 Filterorder 1 HD3(dB) 0時，寄生的drain-well-sourcep-n-pbipolarjunction開始運作，使其操作如同diode-connected的BJT，希望藉由此MOS-bipolar架構達到高偽電阻值，以帶來極低高通轉角頻率的好處。

如下圖3-14偽電阻值對MOS-bipolar跨壓之關係圖[15]為偽電阻值對MOS-bipolar跨壓的量測關係圖，由圖中可看出當跨壓小於0.2時，其偽電阻是可以達到> 。

  圖3-14偽電阻值對MOS-bipolar跨壓之關係圖[15]   此神經訊號放大器的中頻增益 由輸入電容 和回授電容 共同決定，如下式 在 、 遠大於 的情況下，放大器的頻寬約於: 上式中的 運算輔導放大器中的轉導值。

  神經訊號放大器中的運算轉導放大器電路如下圖3-15(範例一之…)運算轉導放大器電路圖所示，在輸出端採用了疊接電晶體來增大輸出阻抗。

在低雜訊的設計考量上，為了壓低低頻的閃爍雜訊(flicker noise)，輸入差動 、 使用了W/L=800μm/4μm的大尺寸比例pMOS電晶體，又為了提升整體的信噪比，把對訊號有增益有幫助的 、 、 轉導值 做大，而把沒有直接幫助的 ~ 轉導值 做小，在 為8μA的情況下此運算轉導放大器操作再次臨介區以及飽和區。

圖3-15(範例一之…)運算轉導放大器電路圖   ReidR.Harrison團隊所提出的這一低功耗低雜訊神經訊號放大器在供應電源為±2.5V時功耗為80uW,等效輸入雜訊為2.2μVrms,並且在1.5μmCMOS標準製程下把MOS-bipolar偽電阻做到了tera-ohm的等級,也就是在不使用大面積的電容下就可達到0.025Hz的高通轉角頻率。

但是由於MOS-bipolar的偽電阻架構及回授路徑上電容C2值均固定,故高通轉角頻率也為定值,無法依想要記錄的生物訊號頻段來調節頻寬;且雖然擁有DCblock電容 C1可以阻隔電極與生物細胞介面的直流偏移電壓,但卻對活體生物會產生的運動雜訊(motionartifact)沒有防護作用,所以在用於現今的生物前端感測系統下還需要做進一步的改進。

    3.4.1應用於EEG感測端8通道主動式微電極系統 由SunjooHong團隊於2012年提出的具抵抗運動雜訊干擾的生醫訊號感測器,其架構如下圖 3-16具抵抗運動雜訊干擾的生醫訊號感測系統所示。

  圖3-16具抵抗運動雜訊干擾的生醫訊號感測系統   此系統中的動態直流準位控制迴路(adaptiveDClevelcontrol,ADLC)為抵抗運動雜訊干擾的核心電路,包含了電流控制式電壓準位轉換(current-controlledlevel shifter,CCLS)、電壓準位控制器(LevelController)以及電壓準位感測器(LevelDetector)三個部分,主要操作模式為:電壓準位感測器感測PGA的輸出端有無因運動雜訊而造成訊號飽和的狀況,若是有飽和狀況則會通知電壓準位控制器送出控制訊號給前端的電壓準位轉換器,做適當的電壓準位轉換,最後讓PGA輸出端重新回到正常的直流準位上。

LevelDetector與CCLS細部的電路如下所示:   圖3-17電壓準位感測器 圖3-18電流控制式電壓準位轉換器 電壓準位感測器包含了低通濾波器(轉角頻率小於5Hz)以及電壓比較器,當輸出端的電壓準位長時間高於 (1.0V)時，電壓準位感測器就會判斷為有運動雜訊發生,而通知電壓準位控制器開始送出控制訊號。

最前端的電流控制式電壓準位轉換器則由p-type與n-type的 levelshifter加上兩組5-bitcurrentDAC所組成，主要是靠電壓準位控制器送出的控制訊號動態調整currentDAC流出(入)的電流大小，以控制輸出端的電壓準位。

SunjooHong團隊提出的具抵抗運動雜訊干擾的生醫訊號感測器,在供應電源為1.2V下最大功耗為 73μW，inputreferrednoise為2.7μ ，可動態調整3mV~100mV的DC電壓準位來消除運動雜訊，是一個為活體量測量身打造的生醫訊號感測系統。

不過在抵抗運動雜訊的能力方面仍有幾點需要再改進第一，由於電壓準位感測器必須先讓訊號經過極低轉角頻率(<5Hz)的低通濾波器後才可做有無運動雜訊的判斷,因此當真正運動雜訊發生時，一直到迴路找到精準的DC準位該變化的值時，輸出端已經遺漏掉相當多的一段訊號資訊了;再者，因為電流控制式電壓準位轉換器所能轉換的最小電壓有其精準度限制，因此還是會有殘留的運動雜訊顯現在輸出端，而影響了輸出訊號的品質。

因此就消除運動雜訊的速度與精準度上還需要再做改進。

    3.4.2極低面積與功耗之神經訊號感測系統 由RikkyMuller團隊於2012年提出的極低面積與功耗之神經訊號感測系統，其架構如下圖 3-19極低面積與功耗之神經訊號感測系統所示。

此架構屏除了傳統使用DCblock電容以及類比式filter 達到極低轉角頻率的架構,而是直接採用DC-coupled的方式，讓前端電極不經過電容阻隔就直接進到內部的晶片,而電極與生物體介面產生的DCoffset以及活體量測產生的運動雜訊則是靠後端數位電路控制與前端偏壓抑制技巧達到消除這些生物量測會有的干擾。

由此方式所提出的神經訊號感測系統可省去佔據大面積的DCblock電容，而達到面積微型化的需求。

電極直接接進晶片的介面模組如下圖 3-20微電極與晶片的介面模組極低面積與功耗之神經訊號感測系統所示。

圖3-19極低面積與功耗之神經訊號感測系統 圖3-20微電極與晶片的介面模組   此極低面積與功耗之神經訊號感測系統的操作模式如下:當有DC offset或運動雜訊發生時，輸出端接近飽和，此時最外圈的迴路會打開,而依照輸出值的大小變化，系統會做binarysearch的控制前端具偏壓調整功能的低雜訊放大器做偏壓調整的動作，經過幾個迴圈後，前端放大器會抓到正確的偏壓調整電壓，而把DCoffset以及運動雜訊消除掉，整個系統回到正常的神經訊號感測放大模式。

具偏壓調整功能的低雜訊放大器電路為上圖3-20微電極與晶片的介面模組所示，為兩級的放大器所組成，每一級都使用到交錯耦合架構以提升增益，而在偏壓調整功能上，選擇了調變MOS寬度的方法來消除偏移電壓，此用此方式調整偏壓可以避免額外引入熱雜訊(thermalnoise)，而降低了電路在低雜訊上的表現。

不同種類的偏壓消除技巧對引入的雜訊之關係如下圖3-21具偏壓調整功能的前端低雜訊放大器所示，由圖可見使用調變MOS寬度會比使用調變電流的方式更適合用於此前端低雜訊感測系統中。

圖3-21具偏壓調整功能的前端低雜訊放大器 圖3-22不同種類的偏壓消除技巧對引入的雜訊之關係圖 RikkyMuller團提出的極低面積與功耗之神經訊號感測系統,在供應電源為0.5V下功耗為5μ，input referrednoise為4.9μVrms，且由於沒有使用到佔據大面積的DCblock電容，整體面積在65nmCMOS製成下達到0.013mm2的極微小面積。

再者，使用了binarysearch的方式消除DCoffset與運動雜訊，而不用經過輸出端的低通濾波器抓出準確的偏移電壓值，因此消除運動雜訊的速度會比前一篇更快。

不過縱使如此，此架構還是有需要再探討的地方。

第一，在不使用DCblock電容的情況下，電路的DC電流會灌進生物體的細胞內，而有生物安全性的隱憂;第二，雖然此系統已大幅提升消除運動雜訊的速度，但藉由調整MOS寬度的方式還是有最小可調整的偏壓限制，若是真的要做到可大範圍調變電壓且精準度極高的抵抗運動雜訊系統，此架構的MOS與控制電路面積就會變得相當可觀。

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